Умножитель частоты 2 (стр. 1 из 4)

Введение

Проблема формирования сверхширокополосного СВЧ-сигнала наиболее актуальна при разработке современных систем связи, радиолокационных и измерительных систем.

Устройства масштабирования СВЧ-сигнала (умножители частоты) являются важным компонентом сверхширокополосных систем. Актуальность подобных устройств обусловлена тем, что первичные источники сигнала (генераторы на фундаментальной гармонике), как правило, имеют очень узкий диапазон перестройки частоты, и для обеспечения широкой полосы частот требуется масштабирование исходного сигнала в несколько раз . Эту функцию выполняют умножители частоты. Главной частью любого умножителя частоты является нелинейный элемент. Традиционно в пассивных умножителях в качестве такового используются диоды с барьером Шоттки, поскольку они имеют высокую скорость переключения, что обеспечивает работоспособность в диапазоне СВЧ .

Известны умножители частоты на 2 и на 3 как в монолитном, так и в гибридном исполнении, например HMC–XTB110 , TGC1430G , D‑0840 . В  предложен утроитель в монолитном исполнении для диапазона выходных частот 3–30 ГГц. К недостатку упомянутой топологии можно отнести отсутствие фильтрующих элементов на входе и выходе схемы, а также сравнительно высокие потери преобразования.

В этой работе представлены результаты моделирования и измерения трех умножителей частоты с диапазонами выходных частот 10–26 ГГц (удвоитель), 22,5–51 ГГц (утроитель), 20–60 ГГц (удвоитель). Микросхемы реализованы на основе монолитной интегральной технологии на подложке из арсенида галлия (GaAs).

Особенность проектирования ФАПЧ

Фазовый детектор вырабатывает сигнал ошибки, соответствующий фазовому рассогласованию между входным и опорным сигналами. Частотой ГУН можно управлять, подавая на его вход соответствующее напряжение.

Казалось бы, здесь можно поступить так же, как и в любом другом усилителе с обратной связью, вводя контур регулирования с некоторым коэффициентом передачи.

Однако имеется одно существенное отличие. В усилителе с обратной связью регулируемая с помощью обратной связи величина совпадает с величиной, измеряемой с целью формирования сигнала ошибки или была по крайней мере ей пропорциональна.

В системах ФАПЧ осуществляется интегрирование. Мы измеряем фазу, а регулируем частоту, но фаза является интегралом от частоты. За счет этого в контуре регулирования появляется фазовый сдвиг 90°.

Такой интегратор, включенный в контур обратной связи, существенным образом влияет на работу схемы — дополнительное запаздывание по фазе на 90° на частотах, где коэффициент усиления равен единице, вызывает самовозбуждение.

Простое решение заключается в том, чтобы не включать в контур компоненты, которые дают дополнительное запаздывание по фазе, по крайней мере на тех частотах, где коэффициент усиления близок к единице. Это — один из подходов и он приводит к тому, что называется «контуром первого порядка».

Блок-схема с контуром первого порядка в этом случае выглядит точно так же, как ранее приведенная блок-схема ФАПЧ (рис. 8.6), но без фильтра нижних частот.

Хотя контуры первого порядка во многих ситуациях очень удобны, они не обладают необходимыми свойствами накопителя энергии, которые позволяют генератору, управляемому напряжением, сглаживать помехи и флуктуации входного сигнала.

Более того, контур первого порядка не сохраняет постоянным фазовое соотношение между опорным сигналом и сигналом ГУН, так как выход фазового детектора непосредственно управляет ГУН.

В «контур второго порядка» вводится дополнительная фильтрация на низкой частоте с целью предотвращения неустойчивости. Такой контур обладает свойством накопителя энергии («маховика») и, кроме того, уменьшает «диапазон захвата» и увеличивает время захвата.

Практически во всех системах применяют контуры второго порядка, поскольку в большинстве применений система ФАПЧ должна обеспечивать малые флуктуации базы выходного сигнала, а также обладать некоторыми свойствами памяти или «маховика».

Контуры второго порядка могут иметь высокий коэффициент передачи на низких частотах, что обеспечивает повышенную устойчивость (по аналогии с достоинствами высокого коэффициента усиления в усилителях с обратной связью).

Тяпичев Г. Л. РК-07-08.

Умножители нечетных гармоник

Если двухтактную схему умножителя частоты несколько преобразовать, она станет служить умножителем нечетных гармоник и подавлять гармоники четные. На рис. 5 приведена схема двухтактного утроителя частоты.

Рис. 5. Схема двухтактного утроителя частоты.

Основное отличие схемы этого умножителя состоит в том, что в цепях коллекторов и одного и другого транзисторов (VT1 и VT2) располагаются по одному контуру (L3 и L4), настроенному на нужную гармонику. Каждый из этих контуров настраивается своим собственным подстроечным конденсатором (С3 и С4).

Рис. 6. Принципиальная схема схема двухтактного утроителя частоты для УКВ радиоаппаратуры.

В точке повода питания обязательно должен находиться блокировочный конденсатор С5. В остальном это обычный двухтактный умножитель.

На рис. 6 показана схема еще одного двухтактного утроителя. В этой схеме в цепи и одного и другого транзистора располагается один контур L3C3. Питание подается в отвод от средней точки катушки L3 обязательно через ВЧ дроссель Др1.

Схемы двухтактных удвоителей

Требование о необходимости содержания в сигнале гетеродина минимальных шумов, которые зависят от наличия в сигнале большого числа гармоник, поставило задачу уменьшить число этих гармоник.

Выполнить поставленную задачу удается с помощью специальных двухтранзисторных умножителей, в которых эти два транзистора включены по двухтактной схеме. На рис. 3. приведена принципиальная схема двухтактного удвоителя частоты.

Транзисторы на схеме рис. 3 включены по так называемой двухтактной схеме. Дело в том, что на базы этих транзисторов поступают противофазные сигналы и в течение одного из полу-периодов поступающего сигнала работает транзистор VT1, а в течение второго полупериода работает транзистор VT2.

Поскольку эти два транзистора работают на общую для них нагрузку, то в этой нагрузке, за один период частоты поступающего на каскад сигнала, возникают два периода уже новой, удвоенной частоты.

Если поступающий на такой каскад сигнал достаточно сильный, то точно таким же образом на выходе можно выделить и четвертую гармонику поступающего на вход сигнала.

Как вы уже заметили, двухтактный удвоительный каскад выделяет в своей нагрузке только четные гармоники. Все нечетные гармоники подавляются и в последующем сигнале уже не присутствуют.

Рис. 3. Принципиальная схема двухтактного удвоителя частоты.

Сигнал, который должен быть удвоен, выделяется в контуре L1C. Поверх катушки L1 наматывается катушка L2, выполненная из двух отдельных проводов. Делается катушка L2 следующим образом.

Нужно отмерить и отрезать два одинаковых куска изолированного тонкого провода, длина которых должна быть достаточной для намотки поверх катушки L1 3…5 витков, из которых будет состоять катушка L2.

Затем два конца обоих проводов зажимаются и эти два провода свиваются в единый жгут. После намотки катушки L2 получившимся жгутом и закреплении её витков, начало одного из проводов соединяется с концом другого провода.Таким путем образуется средняя точка катушки L2, которая соединяется с корпусом (заземляется).

Оставшиеся конец первого провода и начало провода второго подключаются, через конденсаторы С1 и С2, к базам транзисторов VT1 и VT2. Таким путем организуется противофазная подача сигналов к базам VT1 и VT2.

На рис. 4 приведена принципиальная схема второго варианта двухтактного удвоителя частоты. Схема этого варианта несколько проще и содержит меньшее количество деталей, но работает так же эффективно.

Как вы уже заметили, нагрузка удвоительного каскада, роль которой выполняет контур L3C3, включена в этом варианте последовательно.

В таком случае нужно всегда помнить, что выходные емкости транзисторов складывается и отвод для подключения катушки должен располагаться ближе к заземленному по ВЧ концу катушки.

Рис. 4. Принципиальная схема второго варианта двухтактного удвоителя частоты.

Ток через транзисторы, и вместе с ним, усиление удвоенного сигнала регулируется подбором величины сопротивления R1. Емкость С1 обычно берется в пределах 120…200 пФ.

Принципиальная схема

На рис. 3 приведена одна из возможных принципиальных электрических схем умножителя частоты на 64 с применением ФАПЧ, в которой задействованы перечисленные выше компоненты.

Эта схема не является отработанной и приведена мною чисто в целях иллюстрации возможного варианта умножителя с применением ФАПЧ.

Рис. 3. Принципиальная электрическая схема умножителя частоты на 64 с применением ФАПЧ.

Фазовый детектор выполнен на МС DD1 74НС86 (564ЛП5). На элементе этой микросхемы DD1.1 выполнен генератор с кварцевым резонатором Z1. На элемент DD1.3, который работает в режиме повторителя, поступает сигнал с МС делителя частоты ГУН. Разностный сигнал выявляется на элементе DD1.2 и подается на активный НЧ фильтр, выполненный на транзисторах VT1 и VT2.

R10 и С6 являются дополнительными элементами НЧ фильтра. На варикап VD1 разностный сигнал поступает через R10. ГУН выполнен на транзисторе VT3, а на VТ4 собран буфер — усилитель частоты ГУН. С VТ4 сигнал с подается через С14 на выход, а через фильтр ВЧ С13Др1С15 на делитель частоты ГУН, выполненный на DD2. С выхода делителя частоты сигнал подается на фазовый детектор через конденсатор С16.

О процессе захвата. Для выполнения процесса «захвата» частоты необходимым условием является достаточное напряжение сигнала рассогласования после НЧ фильтра. Всегда следует помнить, что НЧ фильтр на LC элементах вносит большое ослабление сигнала.

Контур первого порядка всегда будет синхронизироваться, поскольку там отсутствует ослабление сигнала рассогласования на низкой частоте.

Синхронизация контура второго порядка зависит от типа фазового детектора и полосы пропускания фильтра нижних частот. Кроме того, фазовый детектор по схеме ИСКЛЮЧАЮЩЕЕ ИЛИ имеет ограниченный диапазон захвата, зависящий от постоянной времени фильтра.

Процесс захвата происходит следующим образом: когда сигнал фазового рассогласования приближает частоту ГУН к опорной частоте, его изменения становятся более медленными и наоборот.

Сигнал рассогласования поэтому является асимметричным и меняется более медленно в той части цикла, в течение которой fгун ближе подходит к fоп — В результате появляется ненулевая средняя компонента, т.е. постоянная компонента, которая и вводит ФАПЧ в синхронизм.

Если графическим путем проанализировать управляющее напряжение ГУН в процессе захвата, то можно получить что-то похожее на сигнал, показанный на рис. 4.

Рис. 4. Управляющее напряжение ГУН в процессе захвата.

Каждый процесс захвата индивидуален и каждый раз он выглядит по-разному.

Умножитель частоты на МС12179

Фирма MOTOROLA изготавливает серийно микросхему ФАПЧ типа МС12179, которая в своем составе уже имеет следующие компоненты, необходимые для создания полноценного контура ФАПЧ, а именно:

  • Все элементы, необходимые для организации работы внешнего генератора с кварцевой стабилизацией частоты;
  • Фазовый детектор;
  • Делитель частоты на 256, что позволяет использовать эту МС как умножитель частоты до частот 2500 МГц;
  • Предусмотрен вход для частоты ГУН и выход сигнала рассогласования к НЧ фильтру.

Обратите внимание, — фильтра НЧ в составе микросхемы нет, его в каждом отдельном случае следует проектировать в соответствии с индивидуальными требованиями к умножителю. На рис

5 показан схематически контур ФАПЧ с микросхемой МС12179

На рис. 5 показан схематически контур ФАПЧ с микросхемой МС12179.

Рис. 5. Контур ФАПЧ с микросхемой МС12179.

Кварц Z1 может выбираться в пределах от 5 до И МГц, при этом на выходе умножителя можно получить частоты в диапазоне от 2400 до 2800 МГц. Схемы возможных для применения НЧ фильтров показаны на рис. 6.

Как сообщил мне в одном из своих писем Александр Пожарский (RK3DTI), которому я исключительно благодарен за ряд ценной информации, умножитель частоты с ФАПЧ на МС12179 создает шумы во много раз меньшие, чем умножитель по описанной выше схеме с отдельным делителем частоты.

Рис. 6. Схемы возможных для применения НЧ фильтров.

УМНОЖИТЕЛИ НАПРЯЖЕНИЯ

В радиолюбительской практике часто требуется несколько напряжений для питания слаботочных узлов (специализированных микросхем, предварительных усилителей и т.п.), а имеющийся источник питания выдает одно напряжение. Чтобы не искать трансформатор с дополнительными обмотками, можно воспользоваться схемами умножения напряжения. Схема ниже:

Предлагаем еще несколько схем умножения напряжения. Изображена мостовая двухтактная схема удвоения напряжения. В этой схеме частота пульсаций выпрямленного напряжения равна удвоенной частоте сети (fn=2fc), обратное напряжение на диодах в 1,5 раза больше выпрямленного, коэффициент использования трансформатора — 0,64. Ее можно представить в виде двух последовательно включенных однополупериодных схем, работающих от одной обмотки трансформатора и подключенных к общей нагрузке. Если среднюю точку (точку соединения конденсаторов) подключить к общему проводу, получится двухполярный источник с выходным напряжением ±U. Вторая схема удвоения напряжения показана на рисунке 2, который вы видите ниже:

В ней вход (вторичная обмотка трансформатора) и выход имеют общую точку, что в ряде случаев может оказаться полезным. Здесь в течение отрицательного полупериода входного напряжения конденсатор С1 заряжается через диод VD2 до напряжения, равного амплитудному значению U-1. Во время положительного полупериода диод VD2 закрыт, а конденсатор С1 оказывается включенным последовательно с вторичной обмоткой Т1, поэтому конденсатор С2 через диод VD1 заряжается до удвоенного значения напряжения. Добавив к данной схеме еще один диод и конденсатор, получим варианты утроителей напряжения, которые представлены на следущих рисунках:

Схему на рис.2 можно каскадировать и получать весьма высокие напряжения. Такой каскадный умножитель представлен на рисунке:

В этой схеме все конденсаторы, за исключением С1, заряжаются до удвоенного напряжения Ui (Uc=2Ui), а С1 заряжается только до Ui. Таким образом, рабочее напряжение конденсаторов и диодов получается достаточно низким. Максимальный ток через диоды определяется выражением:lmax=2,1IH, где lH—ток, потребляемый нагрузкой. Необходимая емкость конденсаторов в этой схеме определяется по приближенной формуле:

С=2,85N*Iн/(Кп*Uвых), Мкф

где N—кратность умножения напряжения; IН — ток нагрузки, мА; Кп — допустимый коэффициент пульсаций выходного напряжения, %; Uвыlx—выходное напряжение, В.

Емкость конденсатора С1 необходимо увеличить в 4 раза по сравнению с расчетным значением (хотя в большинстве случаев хватает и двух-трех- кратного увеличения). Конденсаторы должны быть с минимальным током утечки (типа К73 и аналогичные).

Умножать напряжение можно и с помощью мостовых выпрямителей. Схема ниже на рисунке 6:

Здесь удобно взять малогабаритные выпрямительные мосты, например, серий RB156, RB157 и аналогичные. Конденсаторы СЗ…С6 (и далее) — емкостью 0,22…0,56 мкФ. Следует учитывать возрастание напряжения на обкладках конденсаторов и соответствующим образом выбирать их рабочее напряжение. Это же относится и к конденсаторам фильтра С1, С2.

При совсем малых токах нагрузки можно воспользоваться схемой одно- полупериодного умножителя:

В зависимости от необходимого выходного напряжения Uвых=0,83Uo определяется количество каскадов N по приближенной формуле:N=0.85U0/U1 где U1 — входное напряжение.

Емкость С конденсаторов С1…СЗ рассчитывается: С=34Iн*(Т+2)/U2 где lH —ток нагрузки умножителя; U2 — падение напряжения на R1 (обычно выбирается в пределах 3…5% от U-1).

Снизить коэффициент пульсаций в умножителях напряжения можно с помощью транзисторных фильтров (рис.8),

Которые существенно уменьшают пульсации и шумы выходного напряжения и характеризуются весь малыми массогабаритными показателями. Сейчас выпускаются мощные транзисторы с допустимым напряжением 1,5 кВ и выше при токе нагрузки до 10 А. Диоды выбираются из условия Uобр=1,5U0 и Iмакс=2Iвых — Емкость С конденсаторов С1, С2 рассчитывается по приближенной формуле:

С=125Iн/U0

Сопротивление резистора R1 выбирается в пределах 20… 100 Ом. Емкость конденсатора СЗ определяется из выражения:

С3=0,5*10^6/(m*fc*R1)

где m — число фаз выпрямителя (т=2); fc — рабочая частота умножителя (fc=50 Гц).

Сопротивление R2 подбирается экспериментально (в пределах 51…75 кОм), поскольку оно зависит от коэффициента усиления по току транзистора VT1. В фильтре можно использовать отечественные транзисторы КТ838, КТ840,КТ872, КТ834 и аналогичные.

Форум по умножителям

Фазовращатели

Фазовращатели, кок элементы радиосхемотехники недостаточно широко применяются в радиолюбительской практике и поэтому менее известны. Простейший

фазовращатель — это, например, обычная RC цепочка, используемая в качестве переходной между усилительными каскадами.

Так кок емкостной ток всегда сдвинут на 90° относительно приложенного напряжения, то любая RC-цепочка сдвигает фазу ф в пределах 2-го квадранта на фазовой плоскости диаграммы фазовых состояний Q/I (активной/реактивной составляющих полного сопротивления) но величину, зависящую от постоянной времени RC цепочки т. Чем больше величина t=RC, тем ближе ф к 0°.

При R>0 сдвиг фаз только лишь приближается к 90°. Поэтому для получения ф=90° на RC-цепочке с резистором R с конечной величиной сопротивления используют две RC-цепочки с т~45°, включенные последовательно (рис.3,а).

Рис. 3. Схема фазовращателя (а).

Еще один тип фазовращателя использует комбинированную цепочку RCL (рис.3,6). При равенстве реактивных сопротивлений XL=X(~, что соответствует условию последовательного резонанса, сдвиг фаз равен точно 90° вне зависимости от сопротивления резистора R, который в этом случае используется для регулировки амплитуды сигнола в этом плече.

Рис. 3. Схема фазовращателя (б).

Рис. 3. Схема фазовращателя (в).

Известно также, что в простом резонансном контуре с параллельным резонансом при перестройке контура в пределах полосы пропускания по уровню 0,7 от максимального значения амплитуды фазовая характеристике при резонансе изменяется в пределах ±45°, что также используется но практике.

Сдвигают фазу также высокочастотные линии задержки (ЛЗ) типа длинных линий или набора LC цепочек, причем ф=2тіІ0т, где т — задержка ЛЗ.

Последнее соотношение означает, что на каждый 1 МГц частоты на 1 мкс задержки наблюдается задержка фазы на 2ті, т.е. но полный период 360°.

Все приведенные выше фазовращатели по определению относятся к так называемым минимально-фазовым цепям. Они используются в качестве «строительных блоков» при построении более сложных не минимально-фазовых цепей мостового типа.

Для получения регулируемой величины сдвига фаз используется мостовая схема (рис.3,в), в одном плече которой устанавливается конденсатор, а в другом -переменный резистор.

По векторной диаграмме можно показать, что сдвиг фаз при изменении R изменяется в пределах двух квадрантов 0 .180° и может быть точно выставлен но 90° при R=l/2Ttf0C.

Известны также конструкции механически устанавливаемых фазовращателей но всю шкалу 360° на основе сельсинов -электромашин с вращающимися магнитными полями по статору и сигналом переменной фазы, снимаемым с ротора.

Следует отметить, что все типы простых фазовращателей на основе цепей CLR являются частотно-зависимыми, хотя и не столь критичными, кок в случае резонансных цепей.

Для построения базовых частотно-независимых квадратурных цепочек 90° используются более сложные специальные схемы, известные из техники однополосной модуляции как схемы Гильберта.

Последовательный многозвенный однополупериодный выпрямитель

Последовательный многозвенный однополупериодный выпрямитель (рис.3) с умножением напряжения чаще всего применяется при малых (до 10…15 мА) токах нагрузки.

Его схема состоит из однополупериодных выпрямителей — звеньев, в следующем алгоритме — одно звено (диод и конденсатор) — просто од-нополупериодный выпрямитель, состоящий из диода и конденсатора (выпрямителя и фильтра), два звена — умножитель напряжения в два раза, три — в три раза и т.д.

Величины емкости каждого звена в большинстве случаев одинаковы и зависят от частоты питающего УН напряжения и тока потребления .

Рис. 3. Схема многозвенного однополупериодного умножителя напряжения.

Конденсаторные установки крм

Физические процессы увеличения напряжения в многозвенном однополупериодном (рис.3) УН удобно рассматривать при подаче на него переменного синусоидального напряжения. Работает УН следующим образом.

При положительной полуволне напряжения на нижнем выводе вторичной обмотки Т1 через диод VD1 течет ток, заряжая конденсатор С1 до амплитудного значения.

При положительной полуволне питающего напряжения на нижнем выводе вторичной обмотки Т1 к аноду VD2 прикладываются сумма напряжений на вторичной обмотке и напряжение на конденсаторе С1; в результате чего через VD2 проходит ток, потенциал правой обкладки С2 относительно общего провода увеличивается до удвоенного входного напряжения и т.д. Отсюда следует, что чем больше звеньев, тем большее постоянное напряжение (теоретически) можно получить от УН.

Для правильного понимания образования и распределения потенциалов, возникающих на радиоэлементах при работе УН, предположим, что один входной импульс (ВИ) полностью заряжает конденсатор С1 (рис.3) до напряжения +U.

Представим второй положительный импульс, возникающий на верхнем выводе Т1 и поступающий на левую по схеме рис.3 обкладку С1 так же в виде заряженного до напряжения +U конденсатора (Си).

Их совместное соединение (рис.4) примет вид последовательно соединенных конденсаторов. Потенциал на С1 относительно общего провода увеличится до +2U, VD2 откроется, и до +2U зарядится конденсатор С2.

Рис. 4. Схема умножителя напряжения.

При появлении импульса величиной +U на нижнем выводе Т1 и суммировании его аналогичным образом с напряжением +2U на конденсаторе С2, через открывшийся VD3 на C3 появится напряжение +3U и т.д.

Снабберы, способные полностью подавлять пики напряжения

Из приводимых рассуждений можно сделать вывод, что величина напряжения относительно «общего» провода (рис.3) только на С1 будет равна амплитудному значению входного напряжения, т.е. +U, на всех же остальных конденсаторах умножителя напряжение будет ступенчато увеличиваться с шагом +2U.

Однако для правильного выбора рабочего напряжения используемых в УН конденсаторов имеет значение не напряжение на них относительно «общего» провода, а напряжение, приложенное к их собственным выводам. Это напряжение только на С1 равно +U, а для всех остальных оно независимо от ступени умножения равно +2U.

Теперь представим окончание времени действия импульса ВИ, как замыкание конденсатора Си (рис.4) перемычкой (S1). Очевидно, что в результате замыкания потенциал на аноде VD2 понизится до величины +U, а к катоду будет приложен потенциал 2U. Диод VD2 окажется закрытым обратным напряжением 2U-U=U.

Отсюда можно сделать вывод, что к каждому диоду УН относительно собственных электродов приложено обратное напряжение, не больше амплитудного значения импульса напряжения питания. Для выходного же напряжения УН все диоды включены последовательно.

Теория

Чистая синусоида имеет единственную частоту f

Икс(т)знак равноАгрех⁡(2πжт){\ Displaystyle х (т) = А \ грех (2 \ пи ft) \,}

Если синусоидальная волна применяется к линейной цепи , такой как усилитель без искажений , на выходе все равно будет синусоида (но может появиться фазовый сдвиг). Однако, если синусоидальная волна применяется к нелинейной цепи , результирующие искажения создают гармоники ; частотные составляющие в целых кратных nf основной частоте f . Искаженный сигнал можно описать рядом Фурье по f .

Икс(т)знак равно∑kзнак равно-∞∞ckеj2πkжт.{\ displaystyle x (t) = \ sum _ {k = — \ infty} ^ {\ infty} c_ {k} e ^ {j2 \ pi kft}.}

Ненулевые c k представляют собой генерируемые гармоники. Коэффициенты Фурье определяются интегрированием по основному периоду T :

ckзнак равно12π∫ТИкс(т)е-j2πkтТdт{\ displaystyle c_ {k} = {\ frac {1} {2 \ pi}} \ int _ {0} ^ {T} x (t) \, e ^ {- j2 \ pi kt / T} \, dt }

Таким образом, умножитель частоты может быть построен из нелинейного электронного компонента, который генерирует серию гармоник, за которым следует полосовой фильтр, который пропускает одну из гармоник на выход и блокирует другие.

С точки зрения эффективности преобразования нелинейная схема должна максимизировать коэффициент для желаемой гармоники и минимизировать другие. Следовательно, функция транскрибирования часто выбирается специально. Легкий выбор — использовать четную функцию для генерации четных гармоник или нечетную функцию для нечетных гармоник. См. . Например, двухполупериодный выпрямитель хорош для изготовления удвоителя. Для получения умножителя, умноженного на 3, исходный сигнал может быть введен в усилитель, который перегружен, чтобы произвести почти прямоугольную волну. Этот сигнал имеет высокий уровень гармоник 3-го порядка и может быть отфильтрован для получения желаемого результата x3.

Умножители YIG часто хотят выбрать произвольную гармонику, поэтому они используют схему искажения с отслеживанием состояния, которая преобразует входную синусоидальную волну в приблизительную последовательность импульсов . Идеальная (но непрактичная) последовательность импульсов генерирует бесконечное количество (слабых) гармоник. На практике последовательность импульсов, генерируемая моностабильной схемой, будет иметь много используемых гармоник. Умножители YIG, использующие ступенчатые восстанавливающие диоды, могут, например, принимать входную частоту от 1 до 2 ГГц и выдавать выходную частоту до 18 ГГц. Иногда схема умножителя частоты регулирует ширину импульсов для повышения эффективности преобразования для конкретной гармоники.

Выводы

Проведен полный электродинамический расчет и измерения тестовых топологий МИС умножителей с диапазонами выходных частот 10–26 ГГц (удвоитель), 22,5–51 ГГц (утроитель), 20–60 ГГц (удвоитель). В качестве нелинейных элементов использовались GaAs-диоды с барьером Шоттки (АО «НПФ Микран»). Диоды изготовлены на основе полупроводниковой структуры, выращенной методом молекулярно-лучевой эпитаксии на полуизолирующей подложке арсенида галлия.

Источники финансирования и выражение признательности

Работа выполнена при финансовой поддержке Министерства образования и науки РФ, соглашение № 14.577.21.0188от 27.10.2015 г., идентификатор RFMEFI57715X0188.